夜雨聆风之前有一期内容彻底吃透SVPWM调制技术对SVPWM作了全方位的分析。
本期对后台交流得比较多的一些概念作补充说明。
载波比
载波频率fc：即功率开关管的开关频率（pwm频率）；
调制波频率fm：即输出的基波频率（电机电频率）；
载波比N：载波频率和调制波频率的比值，N=fc/fm，通常建议大于10。
载波比表征单个基波周期里包含多少个开关周期。载波比越高，脉冲密度越大，输出电流的谐波越小，波形越正弦，但开关损耗也越大。
对于高速电机（fm很高，而fc受限于控制管开关频率上限），载波比往往降到很低（N<10），这时必须精心选择调制策略来保证波形质量。
选择一个合适的载波比，本质上是在输出电流波形直流，控制环路延迟和开关损耗三者之间作一个工程经验的平衡点。
最大相电压
由下面左边的等效电路图可知，最大相电压Um_max为2/3Udc（其中Udc为直流母线电压）。对应右图svpwm合成矢量最大长度（中点到等边六边形顶点长度）。
要输出完全不失真的正弦波，电压空间矢量的轨迹必须是一个理想的圆，这个圆最大只能与六边形的各边相切，也就是内切圆，此时svpwm处于线性调制区。
一旦矢量长度超过内切圆半径，轨迹就会碰到六边形边界，电压波形开始被削顶，进入过调制。
内切圆半径就是svpwm能输出的最大不失真相电压幅值Um_limit。
Um_limit=Um_max*cos30°=Udc/sqrt(3)
而spwm能输出的最大不失真相电压幅值则为Udc/2。
调制比
调制比m：逆变器输出最大相电压幅值Um与直流母线电压幅值Udc的比值为调制比，它直接影响逆变器的性能和电压利用率。
在计算调制比m时，业界一般有两种计算方式，区别只是归一化的基准不同，本质是描述同一个物理量。
方式一：以spwm最大不失真相电压Udc/2为基准，m=Um/(Udc/2)。
在各自线性调制区内：spwm最大调制比=1.0；svpwm最大调制比=(Udc/sqrt(3))/(Udc/2)=2/sqrt(3)=1.1547。
也就是内切圆调制比为1.1547，而spwm甚至没有到内切圆，明显电压利用率低于svpwm。
在svpwm过调制区内（外接圆）：svpwm最大调制比=(Udc*2/3)/(Udc/2)=4/3=1.333。
若调制比大于1.1547，软件算出的理想调制波就会有一部分超过载波幅值，占空比自动限制在100%或0%，造成电压波形被削顶。这个过程牺牲了正弦度，换取了基波电压的继续增加。
当调制比达到约1.2732（相电压幅值Udc*2/pi）时，输出波形彻底变为六阶梯波，基波电压达到物理极限。
方式二：以svpwm最大不失真相电压Udc/sqrt(3)为基准，m=Um/(Udc/sqrt(3))。
在线性调制区内（内切圆）：svpwm最大调制比=1.0。
在过调制区内（外接圆）：svpwm最大调制比=(Udc*2/3)/(Udc/sqrt(3))=2/sqrt(3)=1.1547。
方式一便于跨调制策略对比，较为常用。方式二仅便于svpwm内部算法归一化。
5段/7段svpwm
7段svpwm（CPWM——连续pwm）：每次开关状态转换时，只改变其中一相的开关状态，并且对零矢量在时间上进行平均分配，使得产生的pwm对称，有效降低pwm的谐波分量。在一个开关周期Ts内，供6次开关切换。
下面两张图分别为7段式的三相占空比波形和id电流波形。
5段svpwm（DPWM——不连续pwm）：某相开关器件在对应个扇区状态下维持不变，使得一个开关周期只有4次开关切换。牺牲谐波性能，换取更低的开关损耗。谐波更高的根源在于一个基波周期里，存在长达一个扇区的“开关空白区”，导致电流纹波大幅增加。
下面两张图分别为5段式的三相占空比波形和id电流波形。
总结就是7段式的电流波形更接近正弦波，谐波干扰少，但是开关次数多，开关损耗大；5段式在一个pwm周期内开关次数减少1/3，降低功率器件发热程度，但是电流谐波干扰也更大。
单电阻采样受限于采样窗口的构造（可查阅单分流电流采样和重构策略），不建议使用5段式，只能使用7段式。双三电阻可以使用5段或7段式。
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